【技術(shù)帖】LNA Bank在5G終端的應(yīng)用

LNA (Low Noise Amplifier) 是射頻接收機(jī)里必不可少的一個(gè)低噪聲信號(hào)放大器，它在Celluar/WiFi/BT/GPS/FM等眾多的射頻系統(tǒng)中都有被廣泛使用。LNA可以以較低的SNR惡化為代價(jià)，將微弱的射頻信號(hào)放大到一個(gè)可觀的水準(zhǔn)，以匹配后級(jí)電路的輸入動(dòng)態(tài)范圍。衡量LNA性能最重要的一個(gè)指標(biāo)就是NF(Noise Figure），NF越低，則可以獲得越好的SNR。

4G時(shí)代之初，MTK和高通平臺(tái)的Transceiver都有內(nèi)置iLNA（internal LNA)，NF在2.0~2.5dB左右，基本可以滿足OEM廠商的設(shè)計(jì)需求。外置的eLNA（external LNA）雖然NF更好，可以到0.8dB左右，但出于成本考慮，eLNA并非產(chǎn)品設(shè)計(jì)的必需品。

平臺(tái)在做AGC設(shè)計(jì)的時(shí)候，也沒有為eLNA的場景做特別優(yōu)化，為了不影響接收機(jī)的動(dòng)態(tài)輸入范圍，eLNA做成固定增益的模式，適配起來會(huì)比較簡單。

所以我們會(huì)看到4G時(shí)代的eLNA大都是固定增益，約13.5dB~18dB之間?；蛟俣鄮б粋€(gè)bypass模式，在強(qiáng)信號(hào)輸入的時(shí)候關(guān)閉LNA，將信號(hào)直接導(dǎo)通到Transceiver的LNA 輸入端。

而5G時(shí)代，因?yàn)?a class="article-link" target="_blank" href="/baike/1343239.html">MIMO、ENDC、Uplink CA等特性的引入，天線環(huán)境變得極為緊張，射頻前端也愈加復(fù)雜，鏈路插損愈發(fā)可觀，對(duì)于接受系統(tǒng)設(shè)計(jì)帶來很大的挑戰(zhàn)。這個(gè)時(shí)候就需要高性能的外置eLNA，盡量靠近天線擺放，來獲得比較好的系統(tǒng)噪聲系數(shù)。當(dāng)eLNA變成標(biāo)配的時(shí)候，eLNA的gain檔位和Transceiver內(nèi)部的iLNA gain檔位匹配關(guān)系就非常重要。為了保證接收機(jī)的動(dòng)態(tài)輸入范圍，則需要eLNA支持可變?cè)鲆?，并且增益調(diào)節(jié)的范圍足夠大。

考慮到從4G到5G的平滑過渡，在5G引入之初，運(yùn)營商都傾向于用NSA(Non-Standalone) 的方式來部署5G網(wǎng)絡(luò)。NSA需要終端以LTE作為錨點(diǎn)來接入NR的網(wǎng)絡(luò)，這就需要LTE和NR的射頻通路可以同時(shí)工作。同時(shí)為了達(dá)到更大的吞吐率，LTE和NR都有支持4x4 MIMO的需求，且LTE和NR各自還需要支持各種CA組合。

出于如上考量，需要同時(shí)工作的RX path比較多。以DC_1A-3A-5A-7A_n78A這個(gè)ENDC組合為例，假設(shè)B1/B3/B7/n78需要支持4x4 MIMO，則一共有18個(gè)RX path需要同時(shí)工作，也意味著需要18顆LNA來實(shí)現(xiàn)相應(yīng)的設(shè)計(jì)。

如果都是用分立的單顆LNA元件做設(shè)計(jì)的話，成本和PCB布板面積都是客戶無法接受的，這個(gè)時(shí)候LNA Bank就體現(xiàn)出極佳的面積和性能優(yōu)勢(shì)了。

以艾為的AW18053為例，其內(nèi)部有5路獨(dú)立的高性能LNA，支持600MHz~2700MHz的系統(tǒng)應(yīng)用，可以幫助客戶以較低的成本簡化射頻前端設(shè)計(jì)：

01?NF(Noise Figure)

對(duì)于射頻接收機(jī)來說，一個(gè)很重要的指標(biāo)就是靈敏度（Sensitivity），它可以衡量接收機(jī)在弱信號(hào)覆蓋環(huán)境中解調(diào)信號(hào)的能力。靈敏度越高，則意味著接收機(jī)的接收能力越強(qiáng)，即使當(dāng)用戶離基站比較遠(yuǎn)的時(shí)候，也可以獲得比較可靠的語音或數(shù)據(jù)服務(wù)。

接收機(jī)的靈敏度，通常由如下公式來表征：

其中k是玻爾茲曼常數(shù)，T是溫度，B是信號(hào)帶寬，這些都是常數(shù)，NF (noise figure) 是接收機(jī)的噪聲系數(shù)，SNRmin是modem解調(diào)信號(hào)時(shí)需要的最低信噪比。

對(duì)于特定調(diào)制方式的信號(hào)，其帶寬和解調(diào)需要的SNRmin是可以確定的。那對(duì)于射頻接收鏈路來說，噪聲系數(shù)就是決定接收機(jī)靈敏度的關(guān)鍵——噪聲系數(shù)越小，接收機(jī)的靈敏度可以設(shè)計(jì)得越低。

噪聲系數(shù)越小，不僅可以改善弱信號(hào)環(huán)境下的業(yè)務(wù)可靠性，還可以讓接收機(jī)在強(qiáng)信號(hào)覆蓋區(qū)域的SNR變得更好。根據(jù)香農(nóng)定律C=B*log2 (1+S/N) 可以知道，理論上SNR越好，則可以獲得越高的下載速率。實(shí)際在網(wǎng)絡(luò)中，終端設(shè)備可以透過CQI (channel quality index) 來回報(bào)當(dāng)前的SNR等級(jí)給網(wǎng)絡(luò)，網(wǎng)絡(luò)會(huì)根據(jù)用戶回報(bào)的CQI，分配一個(gè)合理的MCS (modulation coding scheme) 檔位給到用戶。若SNR比較弱，則網(wǎng)絡(luò)會(huì)讓終端工作在QPSK調(diào)制方式下，相應(yīng)Coding Rate也會(huì)降低；若SNR足夠好，網(wǎng)絡(luò)可以讓終端設(shè)備工作在256QAM的高階調(diào)制方式下，且Coding Rate也會(huì)提高，這樣相比QPSK，理論上可以獲得4倍的吞吐速率。

需要注意的是，射頻接收鏈路上的每一級(jí)電路都會(huì)貢獻(xiàn)噪聲，我們可以借助級(jí)聯(lián)噪聲系數(shù)公式，來看每一級(jí)電路對(duì)于系統(tǒng)噪聲系數(shù)的影響，是哪個(gè)電路的噪聲系數(shù)占主導(dǎo)地位。

假設(shè)電路一共分n級(jí)，第一級(jí)的噪聲系數(shù)和增益分別為NF1和G1，以此類推，第n級(jí)的噪聲系數(shù)和增益為NFn和Gn。

由此得到級(jí)聯(lián)噪聲系數(shù)為：

由公式中看到，第一級(jí)放大器的噪聲系數(shù)越小，增益越大，則接收機(jī)系統(tǒng)的級(jí)聯(lián)噪聲系數(shù)越小。

以MTK 5G平臺(tái)為例，RFIC iLNA的噪聲系數(shù)是9dB左右，eLNA的最大增益為21dB，NF為0.9dB，則兩者級(jí)聯(lián)后的噪聲系數(shù)為1.2dB，由此可以看到eLNA對(duì)于系統(tǒng)的噪聲系數(shù)起到?jīng)Q定性的作用。

02?Multiple? Gain? Mode

3GPP 的RF一致性測(cè)試中有定義NR射頻接收機(jī)的動(dòng)態(tài)輸入范圍，參考 ETSI TS 138 521 中的定義：

最大輸入功率定義是-20dBm，設(shè)計(jì)上多留一些余量到-15dBm；

最低輸入由靈敏度這個(gè)指標(biāo)來定義，在參考5MHz帶寬是-100dBm，設(shè)計(jì)上多留一些余量到-105dBm。

以最大-15dBm到最低-105dBm來估算，接收機(jī)的動(dòng)態(tài)輸入范圍需要做到90dB以上。

然而射頻接收機(jī)后端的ADC輸入動(dòng)態(tài)范圍遠(yuǎn)沒有這么大，通常只有40dB左右的范圍，并且還要預(yù)留一定的余量應(yīng)對(duì)衰落場景下信號(hào)強(qiáng)度的快速變化。為了讓射頻接收機(jī)的輸出匹配ADC的輸入，在強(qiáng)信號(hào)輸入的時(shí)候?qū)NA調(diào)整到低增益模式，弱信號(hào)輸入的時(shí)候?qū)NA調(diào)整到高增益的模式。

并且LNA每個(gè)檔位的增益都是為特定的輸入?yún)^(qū)間設(shè)計(jì)的，需要保證在每個(gè)信號(hào)輸入?yún)^(qū)間內(nèi)有足夠好的SNR，這樣就需要進(jìn)一步細(xì)分增益檔位。

不同平臺(tái)的Transceiver，其AGC設(shè)計(jì)不一樣，所以eLNA的gain 檔位要求也不一樣。以高通平臺(tái)來說，匹配其設(shè)計(jì)要求的增益檔位是：21dB/18dB/15dB/9dB/6dB/-3dB；對(duì)MTK平臺(tái)來說，匹配其設(shè)計(jì)要求的增益檔位是：21dB/18dB/12dB/6dB/0dB/-6dB/-12dB。

03?P1dB（1dB Compress Point）

5G網(wǎng)絡(luò)下行信號(hào)的多址方式是CP-OFDM，調(diào)制方式最高可以到256QAM，單路載波帶寬最大可以到100MHz或更多，其PAPR估算約12dB左右。為了保證峰值信號(hào)不失真，則需要LNA的P1dB高于信號(hào)的峰值功率。

以-15dBm最大輸入為例，估算PAPR 12dB，則P1dB壓縮點(diǎn)需要做到-3dBm以上才比較安全。

04?Out-Of-Band Inter-Modulation

當(dāng)終端需要支持ENDC或Uplink CA的時(shí)候，會(huì)有兩路不同頻率的TX鏈路同時(shí)工作，其交調(diào)分量泄露進(jìn)接收機(jī)后有可能會(huì)產(chǎn)生比較嚴(yán)重的Desense問題。

以DC_3A_n78A 這個(gè)組合為例，n78 TX (3300~3800MHz)和B3 TX(1710~1785MHz)的信號(hào)泄露進(jìn)B3 RX 接收鏈路的時(shí)候，其產(chǎn)生的互調(diào)產(chǎn)物有可能落在 1515~2090MHz，這樣B3 RX(1805~1880MHz)就會(huì)有desesne的風(fēng)險(xiǎn)。

先假定Transceiver內(nèi)部的IIP2性能很理想，單純看外部eLNA IIP2的貢獻(xiàn)：

泄露進(jìn)LNA的B3 TX功率為P1=-28dBm（透過duplexer），n78 TX功率為P2=-50dBm（透過ANT，diplexer，duplexer）：

IIP2 = P1+P2+G-IM2

定義IM2-G=IM2in為等效到eLNA端的交調(diào)產(chǎn)物的功率：

假設(shè)B3 RX分配到的RB是50個(gè)，則有效帶寬為9MHz，IM2in的功率譜密度是-88dBm-10log(9MHz)=-157.5dBm/Hz。

eLNA輸入端系統(tǒng)的噪聲系數(shù)是1.5dB，則等效的noise floor 是-174+1.5=-172.5dBm/Hz。

兩個(gè)noise疊加后總功率為-157.36dBm/Hz，noise floor 相比-172.5變大了15.14dB，則意味著靈敏度變差15.14dB，這樣就可以評(píng)估eLNA IIP2對(duì)于系統(tǒng)造成的影響。

由類似的計(jì)算方法，我們也可以得到LNA對(duì)于IIP2/3/4/5的需求。不過通常情況下，Transceiver和eLNA的IIPx特性相差不大，但因?yàn)閹獾腡X干擾信號(hào)經(jīng)由eLNA放大18dB再送入Transceiver，所以等效到eLNA輸入端，Transceiver本身產(chǎn)生的IM2要比eLNA產(chǎn)生的IM2大一個(gè)數(shù)量級(jí)。

處理這些inter-modulation的場景，通常需要額外加一些濾波器來做改善?？紤]到處理這些場景所需投入的成本和復(fù)雜性，會(huì)對(duì)終端產(chǎn)品的設(shè)計(jì)帶來比較大的影響，3GPP 有在法規(guī)中有定義MSD (maximum sensitivity degrade) 來放松對(duì)于靈敏度的要求，允許一定程度的Desense。

Table 7.3B.2.0.3.5.1-1: MSD test points for PCell due to dual uplink operation for EN-DC in NR FR1 (two bands)

05?In band IIP3

在實(shí)際網(wǎng)絡(luò)中，同一個(gè)頻段的頻譜可能由不同的運(yùn)營商占據(jù)，用戶的位置可能離自己的服務(wù)運(yùn)營商基站很遠(yuǎn)，但與其他運(yùn)營商的基站比較近。針對(duì)這樣的場景，3GPP法規(guī)中定義了ACS (Adjacent Channel Selectivity) 的指標(biāo)，來規(guī)范接收機(jī)抗鄰道干擾的性能。

在實(shí)際電路中，需要考慮adjacent channel進(jìn)入LNA后，其產(chǎn)生的非線性分量對(duì)于user channel的影響。

這些非線性產(chǎn)物主要成分來自于IM3，會(huì)泄漏到user channel，降低user channel的SNR：

為此需要規(guī)范LNA的不同gain檔位的IIP3，來確保可以滿足ACS的法規(guī)測(cè)試要求。

不同檔位的IIP3特性的要求和測(cè)試條件也會(huì)不一樣，以MTK平臺(tái)為例，ACS IIP3參考如下：

06?Gain Switching的Settling Time要求

在實(shí)際網(wǎng)絡(luò)中，由于用戶的移動(dòng)或使用環(huán)境的變化，手機(jī)接收到的信號(hào)強(qiáng)度也是一直在變化的，所以需要一套合理的AGC(Auto Gain Control）機(jī)制來動(dòng)態(tài)調(diào)整LNA的增益。AGC針對(duì)不同的輸入信號(hào)強(qiáng)度，不同的調(diào)制方式，不同的干擾場景，來挑選合理的增益檔位。同時(shí)為了應(yīng)對(duì)接收信號(hào)強(qiáng)度的快速變化，LNA增益切換要做到足夠快，最好是可以達(dá)到by symbol control的級(jí)別。

在NR的物理層結(jié)構(gòu)中，由于CP（Cylic Prefix）內(nèi)沒有承載有效的數(shù)據(jù)信息，所以選擇將LNA gain switching放在CP內(nèi)進(jìn)行，避免影響前后的OFDM symbol。對(duì)于NR FR1頻段來說，最大的SCS就是60KHz，對(duì)應(yīng)的CP長度最小是1.17us。

如下圖所示，在前一個(gè)OFDM symbol發(fā)現(xiàn)信號(hào)比較微弱，則在1.17us內(nèi)完成增益的切換，期望在下一個(gè)OFDM symbol將信號(hào)幅度調(diào)整到期望的值：

如果LNA增益切換完成需要的時(shí)間比較長的話，無法在1.17us內(nèi)完成的話，會(huì)讓下一個(gè)OFDM symbol波形不穩(wěn)定，發(fā)生失真。這樣帶來的結(jié)果就是無法正確解調(diào)信號(hào)，系統(tǒng)的誤碼率提升：

出于如上考慮， 建議將LNA的Gain Switching Time做到1us以內(nèi)，以獲得更低的系統(tǒng)誤碼率。

結(jié)語

艾為在設(shè)計(jì)LNA Bank之初，就有考慮到這些影響系統(tǒng)設(shè)計(jì)和用戶體驗(yàn)的關(guān)鍵指標(biāo)，通過細(xì)心打磨，向市場推出了AW18053這顆高性能的LNA Bank。

AW18053支持10個(gè)gain mode，符合MTK、Qualcomm、展銳等多個(gè)平臺(tái)的系統(tǒng)設(shè)計(jì)要求，并且噪聲系數(shù)和線性度等指標(biāo)相比友商的產(chǎn)品更有競爭力。

歡迎大家提出AW18053的相關(guān)應(yīng)用問題，做下一步的探討。