芯耀
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測量放大器的失調(diào)電壓、偏置電流參數(shù)，可根據(jù)所設(shè)計的電路簡易調(diào)整就能完成測試。而共模抑制比參數(shù)的測試方法卻相對復(fù)雜，本篇分析幾種常被誤用的放大器共模抑制比測量方法的不足之處，以及提供一種有效測量共模抑制比電路以及提供仿真。
如圖 2.56 所示的 4 組共模抑制比測試電路，測試原理沒有異議，但是在實際測量中無法得到有效測量結(jié)果，主要原因在于對電路配套器件的規(guī)格要求極其苛刻，使這些測量方法缺乏可操作性，如下詳細分析。
圖 2.56（a）直接定義測量法是測量差模增益和共模增益，再根據(jù)定義計算共模抑制比。電路使用電感和電容形成低通濾波器，用作通直流、阻交流的功能。在 CMOS 放大器電路中，常使用１ＧΩ電阻代替電感，如果雙極型晶體管作為輸入級的放大器，較大的基極電流在反饋電阻上的壓降會導(dǎo)致整個環(huán)路產(chǎn)生很大直流點漂移，影響測量結(jié)果。
圖 2.56 不適用的共模抑制比測量方法
如圖 2.56（b）為匹配信號源法，使用兩個信號源分別加載于被測放大器的同相、反相輸入端，由于放大器的差模增益遠遠大于共模增益，共模抑制比近似為式 2-37。
但是在實際測試中，難以實現(xiàn)兩個幅值絕對相等，相位嚴格同步的信號作為激勵信號。而在失配的信號源激勵下，所得到的測量結(jié)果不能體現(xiàn)放大器真實的共模抑制性能。
如圖 2.56（c）為電壓測量法，保持放大器的供電電壓范圍不變，即 Vcc 與 Vee 之差為常量，調(diào)節(jié) Vcc、Vee 的絕對電壓，由二者的分壓中心值電壓作為共模電壓(Vcm)提供到同相輸入端,根據(jù)對應(yīng)的輸出電壓（Vout）計算共模抑制比。該方法的漏洞在于將共模抑制比作為導(dǎo)致直流誤差的唯一因素，忽略電源抑制比等其他因素的影響，測試結(jié)果失去意義。
如圖 2.56（d）為匹配電阻法，也是部分工程師習(xí)慣使用的測量方法，該法的電路原理工作原理與測量誤差分析已在《電阻誤差對電路共模抑制比的影響與蒙特卡洛分析》闡述，本節(jié)不再累述。如果使用該法測量 CMRR 大于 100dB 的放大器，需要誤差小于 1ppm 的電阻進行匹配才能實現(xiàn)。
相比上述測量方法的不足，圖 2.57 增加一款高開環(huán)增益、低失調(diào)電壓、低偏置電流的輔助放大器 AMP，無需精密電阻就能實現(xiàn)放大器的共模抑制比的準(zhǔn)確測量。
圖 2.57 輔助運放 - 電源法測量共模抑制比電路
待測放大器（DUT）工作電壓范圍保持 30V 不變，但是 Vcc,Vee 的絕對電壓，通過開關(guān) S1,S2 控制由 -25~+5V 切換到 -5~+25V。由此為 DUT 提供±10V 輸入共模電壓，分別測量開關(guān) S1,S2 切換前后的輸出電壓 Vout,并標(biāo)記為 Vout1、Vout2,結(jié)合電路的噪聲增益計算共模抑制比如式 2-38。
對圖 2.57 共模抑制比測試電路，將 ADA4077 作為待測放大器（DUT），輔助放大器使用 LT1012AI，電阻誤差為 1%。
如圖 2.58，在 25℃環(huán)境中，±15V 電壓工作時，LT1012IA 失調(diào)電壓最大值為 25uV，偏置電流最大值為 100pA,開環(huán)電壓增益典型值為 2000 V/mV。
圖 2.58 LT1012 失調(diào)電壓，偏置電流，開環(huán)增益參數(shù)
使用 LTspice 進行仿真,當(dāng) DUT 使用 Vcc 為+5V，Vee 為 -25V 供電時，瞬態(tài)分析結(jié)果如圖 2.59。電路輸出 Vout1 為 3.535mV。
圖 2.59ADA4077 共模抑制比測試 Vout1 瞬態(tài)分析結(jié)果
當(dāng) DUT 使用 Vcc 為+25V，Vee 為 -5V 供電時，瞬態(tài)分析結(jié)果如圖 2.60。電路輸出 Vout2 為 3.609mV。
圖 2.60ADA4077 共模抑制比測試 Vout2 瞬態(tài)分析結(jié)果
將上述仿真結(jié)果代入式 2-38，計算 ADA4077 的共模抑制比為:
如圖 2.2，仿真計算結(jié)果為 148.7dB，接近 ADA4077 數(shù)據(jù)手冊中共模抑制比的典型值 150dB。
圖 2.2?ADA4077 直流性能參數(shù)
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